Marshall 5010 - Preamplificatore

L'aver dovuto riportare in vita il vecchio amplificatore per chitarra mi ha fornito l'occasione per dare un'occhiata, seppur al prim'ordine, allo schema. Un po' per curiosità, un po' per interesse, ne ho poi approfondito il funzionamento, e lo descrivo nel seguito; l'idea è di mantenere la spiegazione ad un livello comprensibile a chi (studenti e non) abbia una minima familiarità con i circuiti elettronici e le funzioni di trasferimento, facendo vedere come funziona un oggetto semplice, ma "reale". Questo primo post è dedicato allo stadio di ingesso e preamplificazione; inserirò poi qualcosa sullo stadio di controllo toni, di presence e - con calma - su quello finale di potenza.

Fig.1: schema del preamplificatore

La versione di amplificatore Marshall 5010 in mio possesso è anteriore e presenta solo lievissime differenze (tutte concentrate nel preamplificatore) rispetto allo schema che si trova su internet, ma tutti i nomi (o etichette) dei componenti sono diversi, sì da sconsigliare ogni operazione sull'amplificatore che sia basata su tale schema. Lo schema "corretto" del preamp. è indicato in Fig.1. Esso è costituito da due stadi realizzati con amplificatori operazionali (AO) in configurazione non-invertente. Si può notare il potenziometro VR₁ inserito nell’anello di reazione di AO1, che regola il guadagno del primo stadio; il secondo stadio è invece a guadagno fisso. I valori dei componenti sono:

• C₁ = 47 nF, C₂ = C₃ = 2.2 μF, C₄ = 2.2 nF, C₅ = 100 pF, C₆ = 2.2 μF
• R₁ = 1 MΩ, R₂ = R₃ = 68 kΩ, R₄ = 10 kΩ, R₅ = 100 Ω, R₆ = 22 kΩ, R₇ = 10 kΩ, R₈ = 470 Ω
• VR₁ = 22 kΩ
• AO = CA1458E (obsoleto e sostituibile con MC1458)

Ingresso

Iniziamo ad osservare la rete di ingresso con i due deviatori corrispondenti agli ingressi HIGH (su R₃) e LOW (su R₂). Quando si utilizza l’ingresso HIGH il generatore vede una partizione tra 34 kΩ parallelo delle due resistenze di 68 kΩ) e 1 MΩ, e si ritrova praticamente inalterato all'ingresso non-invertente di AO1; se si utilizza l’ingresso LOW si ha invece un’attenuazione di un fattore 2. Naturalmente questa differenza esiste solo se si utilizza un ingresso per volta; se si suona in due gli interruttori sono aperti ed entrambi gli ingressi sono attenuati (pensate alla sovrapposizione degli effetti, per quanto poi dovremmo discutere dell'impedenza della sorgente). Un altro commento che si può fare su questo semplice stadio è la possibilità di usare l’ingresso LOW come uscita per porre in cascata più amplificatori.

1° stadio

Veniamo ora ad AO1. Se indichiamo con x₁ la frazione di VR₁ connessa tra il morsetto centrale (a massa) e il terminale alla sua destra nello schematico, ovvero l’ingresso di AO2, e chiamiamo per semplicità Z₁ la quantità R₅ + (1 - x₁) VR₁ si ottiene immediatamente il guadagno ideale del primo stadio di amplificazione:

Fig.2: Trasferimento del 1° stadio di preamplificazione

Fig.3: Guadagno del 1° stadio

La funzione di trasferimento è riportata in Fig.2 e ha due poli e due zeri, le cui posizioni sono:
p₁ = 1/(2πC₃Z₁);            p₂ = 1/(2πC₄R₆)
z₁ ≈ 1/(2πC₃(Z₁ + R₆));  z₂ ≈ 1/(2πC₄(Z₁//R₆))
Il primo zero è sempre a frequenze dell’ordine di 1-2 Hz e non compare sul grafico; si noti però che il trasferimento in continua è unitario e non nullo; questo serve ad evitare problemi di saturazione dello stadio legati ad offset e bias dell’operazionale. Il limite superiore alla banda-passante, p₂, è indipendente da x₁ ed è posizionato a circa 3.3 kHz, mentre il guadagno a centro-banda

G₁ = 1 + R₆/Z₁ = 1 + R₆/(R₅ + (1 - x₁)VR₁)

varia da 2 a 220 al variare di x₁ (Fig.3; forse un potenziometro logaritmico avrebbe potuto attenuare in parte la non-linearità, ma tenete presente che gli alti guadagni servono per distorcere il segnale). Si noti che il prodotto guadagno-banda degli operazionali utilizzati è di circa 1 MHz, che darebbe una banda passante di circa 5 kHz nel caso G₁ = 200; la soluzione adottata garantisce una banda indipendente dall'amplificazione, demandando l’elaborazione del segnale alla sezione di controllo-toni (nel caso di x₁ = 1 il trasferimento reale è lievemente modificato per via del ridotto guadagno d’anello, ma evitiamo di riportare qui i calcoli). Ciò detto, la banda passante sembrerebbe effettivamente pochina: anche se la frequenza principale di una chitarra elettrica non supera gli 1.1 kHz, si devono considerare le armoniche, particolarmente importanti quando interviene la distorsione. Forse un aumento, anche solo di un fattore 2, sarebbe interessante da “sentire”, ma immagino che Jim Marshall ne sapesse assai più di me su queste cose.
Altro aspetto da notare è la deformazione della risposta in frequenza ad altissimi guadagni: per G₁ = 220 il primo polo si sposta ad una frequenza di circa 720 Hz, avvicinandosi al secondo e determinando la forma che si vede in figura. È però vero che questo si verifica solo con il Preamp volume a totale saturazione: già per x₁ = 0.95, ad esempio, G₁ scende a 20, p₁ si posiziona a 60 Hz (il mi basso è a circa 82 Hz) e la distorsione è già più che sensibile. Se utilizzate il primo stadio in saturazione, quindi, usate adeguatamente il controllo-toni per compensare la risposta in frequenza (ma ve ne accorgerete anche “ad orecchio” che c’è una compressione dei toni alti e bassi).

Equalizzazione
Tra i due amplificatori operazionali è posta una rete (che chiamiamo di "equalizzazione" in mancanza di un nome migliore) composta dai condensatori C₁ e C₂ e dalle resistenze R₄ e x₁VR₁. Anche in questo caso il trasferimento è elementare, ma iniziamo a valutare il polo associato a C₂: la resistenza ai suoi capi è, nel caso minimo, 10 kΩ, che porrebbe il polo a circa 7 Hz. Possiamo quindi trascurarlo ed ottenere il trasferimento come

Fig.4: Trasferimento dell'ingresso del 2° stadio

ovvero un partitore che azzera il volume di uscita per x₁ = 0 (dove G₁ è unitario) ed una coppia zero-polo. Il trasferimento totale fino all'ingresso del 2° stadio di preamplificazione è riportato in Fig.4 (le linee tratteggiate sono le stesse della Fig.3).

2° stadio
Il secondo stadio di preamplificazione è identico al primo, con solo un diverso valore dei componenti; la funzione di trasferimento è quindi

Fig.5: Trasferimento complessivo del preamplificatore

Stavolta il guadagno a centro-banda è fisso e pari a circa 20, mentre il limite superiore alla banda passante dato da C₇ R₅ si trova a 160 kHz e non interviene (in pratica la banda è limitata dall’operazionale stesso a circa 50 kHz, e C₇ può essere stato inserito per migliorare la stabilità). Il polo che limita inferiormente la banda, però, si trova ora a circa 154 Hz, ed introduce un taglio sulle frequenze inferiori. Il trasferimento complessivo dello stadio di preamplificazione (1^∘ stadio, "equalizzazione", 2^∘ stadio) è indicato in Fig.5 per diversi guadagni. Il motivo per cui il trasferimento non è piatto in frequenza è forse da ricercare in una specie di compensazione del trasferimento della rete successiva di controllo-toni, che deprime le medie frequenze rispetto a quelle basse e alte, anche se non è da escludere che si tratti semplicemente di una scelta che dà un "suono migliore".
L’ultimo commento è relativo al guadagno: il secondo stadio ha un guadagno fisso pari a 20 per permettere di ottenere la distorsione ad alti guadagni G₁ e bassi volumi di uscita. Teniamo presente che l’alimentazione è di ±20 V, quindi si entra in distorsione quando l’uscita del primo stadio giunge circa a ±1 V; con il massimo guadagno di 220 ciò corrisponde a circa 4.5 mV in ingresso, valore tranquillamente raggiungibile dalle chitarre elettriche. Lo stadio che distorce, tecnicamente, è quindi il secondo. Per pignoleria si può anche verificare lo slew rate dell’operazionale, pari a circa 0.8 V/μs, che si trasforma in una banda di piena dinamica di circa 6.3 kHz, ben al di sopra del polo dell’amplificatore e della banda del segnale.

Nel prossimo post diamo un'occhiata allo schema di controllo toni.